摘要：介绍了基于相移pwm的超声波电机h桥控制电路结构，给出了控制电路的一种低成本实现方法，分析了其组成和工作原理。在此基础上，从电路效率、变压器输出电压谐波、电机端电压幅值控制线性度等方面，分析了相移pwm—h桥电路与目前常用的推挽式电路的性能差异。经实验验证，该控制电路工作效果良好。
　　关键词：超声波电机：控制电路：相穆pwm；h桥；实验
   o引  言
   超声电机(usm)驱动电路有多种结构形式；目前，推挽式电路应用较广。该类电路结构相对简单，构成的usm运动控制装置可以满足许多应用场合的需求。但也存在一些缺点，如变压器输出电压谐波含量高，电压幅值控制线性度不理想等，不利于运动控制装置性能的进一步提高。本文以旋转型行波usm为例，介绍了基于相移pwm的h桥控制电路结构，给出了二相相移pwm控制信号发生器的一种低成本实现方法，并进行了实验验证，效果良好。
　　1基于相移pwm的h桥控制电路
    图l所示为本文所述超声波电机h桥驱动控制电路的基本结构。图中功率m0sfet开关器件q1～q8构成两个h桥，在相移pwm控制信号pwmal一pwmd2的控制下，将直流电压转换为高频方波驱动电压，通过升压变压器、串联匹配电感分别驱动usm的a、b两相压电陶瓷片。串联匹配电感可以有效地滤除方波驱动电压中的高频谐波成分，实现近似正弦波驱动。

　　对于h桥功率变换电路而言，常用的pwm控制方法是：上、下桥臂开关器件的pwm信号互补，位于对角线上的两个开关器件的pwm信号相同，通过调节pwm控制信号占空比来改变输出交流电压幅值。采用这种控制方式，h桥输出交流电压的实际波形和幅值不仅取决于pwm控制信号占空比，而且与续流过程相关，即与其负载性质(感性或容性)相关。这导致输出电压谐波含量高，占空比一幅值调节特性随负载性质变化而变化，带来额外的控制非线性。
　　与上述方法不同，图1所示电路采用相移pwm控制方法：所有开关器件的p铒_m控制信号占空比固定为50％，(不计死区)，上、下桥臂开关器件的pwm信号互补。图2给出了相移pwm控制信号的示意图。
　　图中信号标识与图l一致。调节左、右桥臂开关器件pwm信号的相位差(如图2所示β角)，可以改变输出电压脉冲的占空比，电压幅值亦随之改变。采用相移pwm控制方法，h桥输出电压波形仅由pwm控制信号决定，与负载性质及续流过程无关。

　　相移pwm控制信号发生器是图1所示电路的主要环节之一。其实现可以有多种不同的方式：
　　①采用内含pwm单元的电机控制专用dsp芯片、通过软件编程实现。但是，由于目前各个系列的dsp均是针对传统电机应用场合设计的，其内置pwm单元自动生成的pwm信号都不是相移pwm。要利用这些dsp实现相移pwm，在一个pwm控制周期内需要多次响应中断，占用大量计算时间，使dsp的计算能力无法更多地用于实现控制策略，限制了其控制功能的正常发挥。
　　②采用专用相移pwm控制芯片，如ucc3895等。这类功能芯片并不多见，而且都是为电源应用而设计的，只能给出驱动一个h桥的4路相移pwm控制信号，无法给出图1电路所示usm控制需要的两个h桥协调控制的信号。因此，多芯片同步调节亦难于实现，且这些芯片中相移pwm控制信号发生器通常与其它功能单元集成在一起，难于单独使用、调节。

　　本文针对usm驱动应用需求，设计了一种低成本的二相相移pwm控制信号发生器电路，如图3所示。该电路能够产生用于控制二相h桥的8路相移pwm控制信号，二相相位差固定为90。，h桥输出电压频率、幅值(脉宽)均可连续调节。
　　图3中，ul是通用pwm芯片t1494。本电路中，仅利用t1494内置振荡器为后续电路产生时钟信号，未用其脉宽调节功能。tl494被设置为单端输出模式，输出脉冲信号占空比为****值。调节电位器r1，可连续改变输出脉冲信号频率。同时，tf494振荡器产生的锯齿波(图3中信号osc)也被引出，用作相移调节。图4为u1信号的实测波形。图中chl为输出脉冲信号，ch2为osc。
　　图3中6个d触发器均为上升沿触发器，且都用做二分频，以产生所需的8路相移pwm控制信号。ul输出脉冲信号用作d触发器u4a的时钟输入，u4a输出的分频信号outa、outb分别连接至d触发器u5a、u5b的时钟输入端，经二分频得到输出信号pwmal、pwma2、pwmbl及pwmb2，分别作为图1中m0sfet q1、02、05和q6的栅极驱动信号。上述信号的时序关系如图5所示。
　　参看图1与图2，为使得h桥输出电压幅值可调，图1中q3和ql、q5和q7栅极驱动信号的相位差应可连续调节。这一相位差调节由图3中的比较器u2a实现。【j2a的两个输入分别是前述锯齿波信号0sc和来自电位器r5的比较电平。u2a的　　输出信号是与osc同频的脉冲信号，作为由与门u7c、u7d和d触发器u4b构成的二分频电路的输入信号。考察图4可以看出，当调节r5改变与锯齿渡相比较的电平幅值时，比较器u2a输出脉冲信号上升沿与lj4a时钟信号(亦即图4中chl)，上升沿之间的相位差将随之改变，由此实现相移pwm控制所需的相位移动。

　　由与门u7c、u7d和d触发器ij4b构成的二分频电路，可以在实现分频功能的同时，保证信号0uta、0utb和outc、outd之间具有确定的先、后时序关系。outc、outd分别连接至d触发器u6a、u6b的时钟输入端，经二分频得到输出信号pwmcl、pwmc2、pwmdl及pwmd2，分别作为图1中m0sfet q3、q4、q7和q8的栅极驱动信号。
　　u5b和u6b的d端输入分别来自u5a、u6a的输出，而不是各自的输出值反馈，是为了实现多路pwm输出信号之间的互锁，以使它们之间具有确定的相位关系。单刀双掷开关sxa和sxd用来改变二相h桥输出信号的相位差，使之为+90°或一90°，对应于usm的正转或反转。
　　该电路经实验验证，工作正常，效果良好。
　　图6、图7分别为相移pwm控制信号、变压器输出电压及usm端电压实测波形。

　　2   性能对比

       如前所述，usm驱动控制电路有多种不同的结构形式；推挽式电路结构相对简单，应用较广。
　　下面从输出电压谐波、电路效率、输出电压幅值控制线性度等方面，对本文给出的相移pwm—h桥电路和推挽式电路进行性能对比。为使之具有可比性，实验中使用同一台usm样机，两种电路采用同一组输出变压器及串联匹配电感。因推挽式驱动需要，变压器原边绕有两个相同的绕组，h桥电路只使用其中一个绕组。
　　1)变压器输出电压谐波推挽式电路变压器输出电压受续流过程影响，波形复杂，谐波含量高。图8为推挽式电路实测变压器输出电压、usm端电压波形。h桥电路波形已在图7中给出，限于篇幅，此处不再给出。根据实测波形数据的计算表明，当pwm控制占空比均为30％时，推挽式电路变压器输出电压的thd(总谐波失真)值约为h桥电路的2倍。当pwm控制占空比增大至50％，两类电路的变压器输出电压波形相同，均为占空比50％的交变方波。
　　对比图7与图8中的usm端电压波形可以看出，在使用相同匹配电感的情况下，由于h桥电路变压器输出电压谐波含量低，其usm端电压正弦度明显优于推挽式电路。这表明，h桥电路匹配电感的取值具有较大的自由度，有利于根据系统控制性能要求进行整体优化设计。
　　2)电路效率

　　推挽式电路需要4个m0sfet，相移pwm—h桥电路结构较推挽式电路复杂，需要8个mos．fet，因而电路工作过程中的功率器件损耗较大。
　　另一方面，h桥电路变压器输出电压及usm端电压谐波含量低，于是功率电路中谐波损耗减小。

　　图9为两种电路的效率实测曲线。当工作频率较高，usm转速较低时，两种电路的效率相当；随着工作频率降低，usm转速升高，h桥电路效率高于推挽式电路；当工作频率趋近于usm机械振荡频率时，h桥电路效率下降，推挽式电路效率略高于h桥电路。由于在usm机械振荡频率附近，电机运行不稳，压电陶瓷振幅过大易于破裂，所以usm的实际运行频率范围通常设置为略低于机械振荡频率。在工作频率范围内，h桥电路效率特性优于推挽式电路。

　　3)电压幅值控制线性度usm的直接可控变量是其端电压的频率、幅值和相位差，可控变量的调节非线性表现为控制系统前向通道中的控制非线性，减弱这一非线性有利于提高usm控制的动态性能。
　　h桥和推挽式电路的usm端电压幅值调节都是采用pwm技术实现；推挽式电路调节pwm控制信号的占空比，实际输出电压波形和幅值不仅取决于pwm控制信号，而且与续流过程有关。本文所述h桥电路则是通过信号的相位移动实现幅值调节，输出电压波形仅由pwm控制信号决定，与负载性质及续流过程无关。
　　图10为两种电路的实测占空比一usm端电压幅值调节特性。对于相移pwm．h桥电路，图示占空比数值为由相位差β决定的变压器输出电压占空比(参见图2)。由图10可见，h桥电路电压幅值调节特性的线性度优于推挽式电路。

　　3结论

      本文介绍了基于相移pwm的超声波电机h桥控制电路，给出了二相相移pwm控制信号发生器的低成本实现方法，实际应用表明效果良好。本文对相移pwm—h桥控制电路与推挽式电路进行了性能比较，表明在电路效率、输出电压谐波、电压幅值控制线性度等方面，相移pwm—h桥控制电路性能较好。