基于定子电压矢量定向的转矩提升方法研究

于泳，熊文凯，陈伟，徐殿国

（哈尔滨工业大学电气工程系，哈尔滨150001）

摘要：感应电动机定子电阻压降导致V/F控制系统低速时的输出转矩下降，严重影响了V/F控制系统的低速性能。在分析现有转矩提升方案的基础上，提出了一种新颖的转矩提升方法。通过基于定子电压矢量定向的旋转坐标变换，可以实现定子电流的解耦，从而方便地得到定子电阻压降补偿量。该方法只需知道定子电阻值，实现简单。实验结果表明：采用补偿方案后，电机起动性能良好，电机能在1 Hz满载平稳运行。实验结果验证了该转矩提升方案的有效性。

关键词：恒压频比控制；转矩提升；定子电压矢量定向；定子电流解耦

中图分类号：TM301. 2    文献标志码：A    文章编号：1001-6848（2010）01-0026-03

     

0 引  言

  采用V/F (恒压频比)控制的通用变频调速系统应用时无需依赖电机参数，具有简单、可靠以

及低成本等优点，在交流调速领域得到广泛的应用。但是，由于定子电阻压降的影响，传统的V/F控制系统低速时输出转矩下降，造成带载起动困难，低频带载能力差（3 Hz以下无法满载运行）等问题，必须加以改进^[1-5]。

    已有众多学者对定子电阻压降进行了深入研究，并提出了多种补偿方案。比较侍统的补偿方法是手动补偿法，即人为地设定一个补偿量，该方法偶然性比较大，容易导致过补偿和欠补偿^[2]。现在采用的方法大多是自动补偿方法，按照其补偿方式的不同，大致可分为两类：矢量补偿方法和标量补偿方法^[3]。

   矢量补偿是按照电机输入电压和电流之间的三角关系来计算定子电压给定值的，从幅值和相角两方面来修正定子电压^[2-5]。该方法虽然准确，但是定子电压矢量和电流矢量之间的夹角不易获取，且计算复杂，实现困难。

   标量补偿只修正定子电压矢量的幅值^[6-7]，即直接在定子反电动势的给定值的基础上添加一个补偿量。该方法比较容易实现，但工程实践表明：该方法容易导致气隙磁通饱和，造成过补偿。

为解决上述问题，本文提出了一种基于定子电压矢量定向的转矩提升方法。通过定子电压矢量定向，实现有功电流和无功电流的解耦，能够方便地得到定子电阻压降补偿量；同时通过对无功电流的控制，使其保持恒定，可以进一步确保低速时电机磁链的恒定。最后，通过实验结果对该方法的有效性进行了验证。

    由文献[4]的分析可知，定子电阻压降补偿是在保持定子磁链大小恒定（等于其额定值）的基础上进行的。由图1所示的感应电机稳态等效电路和电机学的基本原理可知，三檀异步电动机定子每极磁通可由下式表达^[8]

式中，工为感应电机当前运行频率；E_为定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势；对于确定的电机而言，k为常数。

    由式(1)可知，只要控制好E_m和f₁的量，就可以达到控制磁通φ_m。的目的。但是在感应电机中反电势E_m的值无法直接获取，只能通过相电压V_s来检测和控制。而由图1所示向量关系图可知

 

    设K_s0为E_m在额定频率f_o时的值，则任意频率f₁时，为保持气隙磁通恒定，所需要的反电势值为：

    由式(4)可知，在高频段，感应电势E_m。比较大，定子阻抗压降I_sR_s。相对很小，可以忽略不计，V_s和E_m近似相等，可以用V_s/f₁来近似代替E_m/ f_1，而在低频段，感应电势E_m比较小，定子阻抗压降I_sR_s相对较大，不能忽略，尤其在重载时，V_s明显大于E_m，当用V_s/f₁代替E_m/ f₁时，会使磁通φ_m减小，从而造成电机输出转矩减小，带负载能力变差。

    为了保证低频时依然能够获得额定磁通和相应的输出转矩，在低频段应适当提高，V_s，以补偿由定子电阻压降造成的影响，维持φ_m在额定值。但是，由于磁饱和现象的存在，如何精确补偿是一个难点。

    此外，当系统频率低于10 Hz时，由于死区效应等因素的影响，会出现无功不平衡引起的电流振荡，这种振荡会在一定程度上影响定子电阻压降补偿的效果，如何克服这种影响是另一个难点。

    本文提出的补偿方法能够有效地解决了这些问题，极大地改善了控制系统的低速性能。

2.1定子电压矢量定向原理

    本方案采用电流反馈控制模式，对采样得到的定子电流进行基于定子电压矢量定向的旋转坐标变换，可以得到同步旋转坐标系下（d-q轴）定子电流的有功和无功分量，其坐标变换方程为

 

其中

θ为定子电压矢量旋转角度，可由当前运行频率值直接计算得到，即

 

  旋转坐标系的初始角度可为任意，不妨取d轴和电压矢量角度一致，则电压矢量和电流矢量在空间旋转坐标系中的关系如图2所示，经过同步旋转坐标变换，可得到直轴分量i_d和交轴分量i_q。其中i_d与定子电压矢量同相位，即为电流的有功分量；而i_q与电压矢量垂直，即为电流的无功分量。因此，通过坐标变换，实现了有功电流与无功电流的解耦。

    对直轴分量和交轴分量进行一阶低通滤波，可得到有功分量i_df和无功分量i_qf，即式(4)中的I_scosφ和I_ssinφ，将i_df  i_qf带入（4）式中得

根据压频比V/f和当前运行频率产生参考输出电压V_s将式(11)所得到V_s值与参考电压值V_s相比较即可得到补偿电压量（V_s­V_s）。

    当f₁ <10 Hz时，由于无功的不平衡，会导致电流的波动和系统振荡，致使补偿不准确，电机输出转矩脉动。为了抑制无功功率不平衡引起的电流波动，必须保持无功电流i_qf大小恒定。因此，在本方案中，设置了一个无功电流闭环调节器，将定子电流中的无功分量与参考值i_qref进行比较（i_qref由空载定子电流得到，约为0 3倍额定电流），并经过PI调节后给出定子电压调节量V_sq该调节量也将用于定子电压补偿。

    有功电流珏是电流的转矩成分，无功电流i_qf是电流的励磁成分。因此，通过无功电流闭环控制，能进一步确保定子磁链恒定，防止磁场饱和。从而可以得到定子电阻压降补偿量为

 

    为了防止高频噪声干扰，还必须对补偿量V_b进行一阶低通滤波，才能得到最终的电阻压补偿值V_bf。定子电阻压降补偿控制控制系统框图如图3所示

    利用提升后的电压值V_sf和相位θ进行空间矢量脉宽调制，即能对定子电阻压降进行补偿。

    图4为具有转矩提升功能的感应电机V/F控制系统框图，通过7.5 kW三相感应电机V/F控制系统平台进行了验证，采用TMS320F2812 DSP芯片来实现。三相感应电动机的额定参数为P_n=7.5 kW，

U_n=380 V,I_n=15. 6 A,n_n=1 440 r/min. DSP系统时钟设为150 MHz，PWM调制频率为4 kHz，功率模块采用EUPEC的FP50R12KE3，电流信号检测采霍尔传感器L18P50D15。

    图5为电机带0 -25 Hz满载起动时的相电流波形。其中，图5(a)为定子电阻压降补偿前的起动电流波形，当电流达到1.5倍的额定电流时电机仍未起动起来，且由于变频器的限流功能，电机电流将保持在1.5倍的额定电流不再增加，保持一段时间后，变频器出现过载保护，封锁PWM驱动信号，图5（b）为补偿前后电流波形，起动过程中没有产生大的电流冲击，电流幅值稳定，起动性能良好。

 

    图6为电机带额定负载运行在1 Hz时的定子相电流波形，电机运行稳定，波形平稳。而补偿前，电机在3 Hz以下无法带满载运行。可见，采用本文定子电阻压阵补偿方案后，系统的低频带载性能得到较大提升。

    针对定子电阻压降引起的感应电机输出转矩下降问题，提出了一种基于定子电压定向的自动转矩提升方案。通过定子电压矢量定向，实现了定子电流的解耦控制，能够方便地得到定子电阻压降补偿值，同时通过对无功电流进行控制使得低速时的电机磁链保持恒定。该方法只需要知道定子电阻值，实现简单，效果显著，较好地改善了感应电机V/F控制系统的低速性能。