解恩，侯红胜

    (西北工业大学，陕西西安710072)

    摘要：在某项目无刷直流电动机控制器设计完成之后，实验中频繁出现短路故障，经分析是由于米勒电容充电以及dv／dt导致误导通。为解决此问题，我们采用门极负压关断，但常用负压充电泵元件数目较多。因此设计了一种简化负压栅极驱动电路，电路简单，工作可靠。

    关键词：栅极驱动；米勒电容；负压泵

    0引  言

    对于控制器中功率电路，若使其工作可靠，关键问题在于功率驱动设计以及功率和驱动部分PcB布线。合理的布线可以减少功率及驱动部分的分布参数(分布电感和分布电容)对于电路安全工作的危害。但这只是一个优化，并不能完全消除分布电感，比如说功率器件内部就有分布电感和分布电容，这还不包括布线带来的分布参数。本文主要针对MOsFET漏一源极电压迅速增加时，由于米勒电容的存在，dv/dt半带来的导致功率器件误导通问题。针对此问题，解决方法是以负压驱动关断功率管。即使米勒电容传递电荷到功率器件的门极，使得门极电压升高，只要不升高至正值，功率管就不会误导通。目前对于负压驱动设计的电路比较成熟，但电路设计比较复杂，分立元件较多(每一路15个左右)。本文中设计出一种新型负压关断驱动电路，每一路元件只有6个。

    1功率及驱动电路设计

    控制器基本指标：三相输入电压115 V、400 Hz；输出功率2 kw。

一相桥臂功率及驱动电路设计如图1所示，主功率三相全桥结构。

    将三相115 V(Ac)整流后，直流负载电压在270 V左右。对于控制器基本输出功率指标，可以算出额定电流为2 O00／270=7．4 A。功率器件选用了 MOsFET功率管IRFP460，该器件耐压V=500V，持续工作电流，ID=13 A(100℃)。从参数上应能满足工作要求。功率驱动Ic选用上管自举的IR2110，V=500V，I=2 A。为防止负过冲可能引起输出锁定导致直通故障，在V间加TVs(P6KEl8A)，同时由于IR2110没有输入互锁，因而在输入端增加与门防止输入信号同时为高而导致直通。电机为单向旋转，我们为减小开关损耗将斩波方式选为下斩上不斩，这也能有效防止泵升。

从选型到设计都应满足指标要求，并有一定余量，并且还有相应防护措施。但是在空载实验时，进展都非常不顺利，短路故障每次都发生，故障离上电间隔并不确定，有时一上电就烧，有时还能能运行几分钟．

2故障原因分析

由于是空载工作，工作电流不到1 A，在对原理图、PcB布线及损坏部分测试后，我们得出如下判断：1)功率器件损坏是由于桥臂直通导致；2)输入端有互锁，故障与IH2110以前电路无关；3)空载工作电流小，没有由于di/dt带来的负过冲及功率器件过压击穿问题。纵上分析，我们将问题共同指向dv/dt。

接下来，我们用了一个120Dc(2 A限流)的电源测试。由于功率桥臂上管自举驱动，无法使用示波器同时测试上、下管的栅极驱动信号(示波器两路输入共地)，于是我们同时测试了下管栅极和上管输入(s1)对地的波形，如图2所示。

图中l曲线为上管输入s1，2曲线为下管栅极信号，图中可清晰看出当上管导通时，下管由于dv/dt增加，使得栅极电压上升。

这是由于米勒电容的存在，MOsFET在一定的dv/dt之上，可能导致误导通。这个结果在许多资料中都有叙述，这里简单说明。

如图3所示，当功率桥臂中上管(或下管)开通时，使得下管(或上管)u_GS迅速增加，由于栅-漏极间电容c_CD(米勒电容)的存在，向栅极传递电荷，栅源极电压u_GS增加，从而导致误导通，桥臂短路。这是功率桥电路(特别是中高压)烧毁主要模式之一。u_GS增加的程度由三个参数决定：一是栅一漏极间电容和栅源极间电容的比值c_GD／c_GS；二是u_DS的dv/dt上升率；三是与栅极驱动连接的阻抗。

从图3中可看出，当U_DS迅速增加时，由于米勒电容的存在，电荷经米勒电容向栅源电容c_GS充电，c_GD／c_GS比值越小，UGS增加越明显，米勒电容寄生于功率元件内部，无法减小，我们是否可以通过增加cGS来降低UGS的增加呢?答案是这样并不可取，因为c_GS的增加，带来功率管开关速度的下降，使得功率器件开关损耗明显增加。同时我们从图3中可看出，当功率管关断时，驱动电阻RD等效并在栅-源端，对u_GS起到泻放电荷的作用，低值的驱动电阻RD能够减弱由于米勒效应带来的uGS的增加，但RD．阻值过低会带来dv/dt过大并附带一定栅极电压振荡。

对于米勒效应所引起的桥臂直通问题，目前解决的方案大多选用负压关断。这样虽不能消除米勒效应，但能使得u_GS的不会增加到正值，也就避免了因此带来的桥臂直通问题。

3负压关断驱动解决方案

由于功率驱动Ic基本采用单极性电源供电，若要产生负压驱动，必须经过电路处理。功率驱动Ic大多厂家提供了负压驱动电路。

图4为IR公司技术支持资料提供的负压驱动电路。电路由分立元件构成，元件数目为15个。但这只是一路(1个功率元件)负压驱动电路。主电路常用的三相全桥时，负压驱动电路元件数目为90个。即便是H桥，负压产生元件数量为60个。可见厂家提供的负压驱动电路虽然对米勒效应带来的不利影响提出了解救方案，但电路结构繁赘。本文介绍一种简单的负压关断驱动电路，如图5所示。

图5中，驱动Ic电源同样选用单极性电源15V，H0和Vs是功率桥上管驱动Ic输出信号端；L0和cOM是下管驱动信号；G和s是MOsFET的栅极和源极。z2的作用是将MOsFET开通电压限制在9. 1 V，而通常开通电压为15 v、9. l v是否能保证IRFP460通道完全开通?从资料上可以看出，uGS=5 V时，可以提供10 A，u_GS=7．5 V时，通道完全打开。其它类型功率管参数接近。也就是说，9．1 v能保证MOsFET饱和开通。图5中D2的作用是保证驱动反压可以加上。若没有D2，由于Z2正向导通使得驱动反压加不上。c1的作用是为负压关断提供电源。Dl的存在使得功率管开通比关断慢，削弱桥臂双极性控制时由于功率桥上臂关断慢，下桥臂又要开通带来的桥臂直通危险。

4简化负压关断驱动电路分析

对于本文介绍的简化负压关断驱动电路，先分析开通路径，其路径如图6所示。

当输入为+15 V时(HO相对于Vs或LO相对于cOM)，由于z2稳压的作用，u_GS为9. 1 V，使得功率管开通；c1两端的电压为5．9 V。

当输人为零时，其关断路径如图7所示，在开通时充电的c1此时作为负压关断的电源(c1的容量远大于c_GS)，其电压为5. 9 V，所以u_Gs为-5．9 V，使得功率管关断(大部分功率管0 V时可靠关断)，实现了负压关断，和驱动Ic厂家提供的负压关断驱动电路从电压上相比，在同样的输入电压下，开通电压从+15 V降为9．1 V，关断负压从-12 V降为-5．9 V。虽说负关断电压只有-5. 9 V，但此时从图7中可以看出，栅源两端在关断期间，c_GS值增加了1μF，而米勒电荷Q_GD。=110 nc．可算出栅极电压上升值：

因此负关断电压-5．9 V是安全的，同时如果开通电压9 l v偏低，可将z2改为11V稳压管，这时负关断电压为-4 V。

图8为IR2110输入PwM波形(1通道，S4信号)，以及下管栅极电压波形(2通道)。从实测波形可看出，开通时栅极电压约为9 V，关断时栅极电压为-6 V。

5结语

本文所设计的负压关断驱动电路大大简化了常规负压关断驱动电路，从而使得驱动电路结构简单、可靠。我们在原控制板添加相应元件后，进行压缩泵负载连续实验(48 h)，未出现控制器故障。从前面分析可看出，负压越高，对由于米勒效应引起的功率管误导通抑制越强。本文介绍的电路不足在于开通电压和负关断电压相互关联，为保证MOsFET可靠开通，提高开通电压，负压关断值会相应下降；为可靠消除米勒电荷传递引起的误导通，提高负压关断电压，那末开通电压会有所下降。本文中所设计参数依据实际功率元件参数计算而来，当使用其它功率器件时，可参考计算。