混合式功率步进电机的新型驱动电路

    王宗培  孙礼明(哈尔滨工业大学150001)

    【摘  要】根据功率型混合式步进电动机目前常用的buck型升频升压驱动和单电压桥臂斩波驱动两种驱动系统运行的特性，提出了一种升频升压型．pwm恒相流斩波驱动方式。这种新型驱动电路解决了这两个系统的平稳性与快速性的矛盾。文中给出了电路参数的设计方法及实验结果。

l引  言

    功率型混合式步进电动机，一般相绕组电流较大，不适宜采用串电阻限流等简单的驱动电路，目前常用的主要是buck型升频升压驱动和单电压桥臂斩波驱动。采用buck型升频升压驱动方式时，功放桥的电压跟随cp脉冲频率的变化，低频时电压低，相绕组电流波形的前、后沿变化较平缓，电机转子向新的稳定平衡位置运动的过冲小，或没有过冲，角速度振动不明显，表现出运转平稳和噪声小；但是另一方面，buck型降压器的主电路中含有一个lc低通滤波电路，目的是滤除载波分量，使功放级也即绕组的电压波动小，由于该滤波器的带宽有限，对于突变讯号有较大的衰减，使得系统的响应速度较慢，致使极限升降频速度较慢，以及起动频率较低。桥臂斩波驱动方式，由于直接对桥臂斩波，少一个滤波环节，因此系统的响应速度快，极限升降频时间短，起动频率较高。但是由于在低速运行时功放桥也是加的高压，使得绕组电流变化加快，转子运动过冲加大，角速度振动明显，表现出运转平稳性较差和噪声增大。以上对两种不同驱动方式特点的分析，明显表现出系统的快速性和运行平稳性的矛盾。

    本文将上述两种驱动方式的特点结合起来，提出一种新的“升频升压型pwm恒相流斩波驱动方式”。该驱动方式因为有恒相流控制，所以功放级的电压随频率上升快一些也不会引起过电流，升频升压快一些，绕组电流的变化(前后沿)加快，电动机的快速性提高，但平稳性下降，从而可以根据系统工作的实际要求调节升频升压曲线，使得既满足系统快速性的要求，又运转较为平稳。同时，由于恒相流控制可以消除转子角速度波动引起绕组电流波动，也有利于改善电动机的运行特性。新驱动方式的恒相流部分采用各相绕组同频率同相位的pwm斩波控制，消除了因绕组耦合产生差拍讯号而引起的电磁噪声。该驱动系统结构简单，功能模块化，调试极为方便，现已产品化，本文介绍由哈杭电伺服技术研￡所生产，应用于130和200机座大转矩的三相、五相和九相混合式步进电动机的驱动器的原理和设计特点。

2新型驱动系统的工作原理

    图1表示升频升压pwm恒相流斩波驱动电源的原理框图。步进脉冲讯号输入：一路到环形分配器，其输出直接控制功放桥的开关元件，使步进电动机的通电状态按一定的逻辑顺序转换；另一路到升频升压pwm脉冲生成电路，它输出pwm脉冲的占空比d是cp脉冲频率的某一函数，函数关系根据对电动机快速性的要求和对运行平稳性的考虑折衷确定，该pwm脉冲控制buck变换器，它的输出就是功放桥的工作电压。功放桥的下桥臂也处在pwm斩波控制状态，使相电流限定在极限值(或额定值)范围内。由于绕组电路的电压由升频升压的函数确定，所以为了提高电动机高速运行性能而提高功放级的全导通电压时，也不会影响电动机低速运行的平稳性；由于相绕组电流有限定控制，所以升频升压的函数可以适当调节，电压上升得稍快一些，也不会引起过电流，只会影响电流波形的前后沿，使电流变化加速，电动机的动态响应改善。

3 buck变换器参数的设计

    buck变换器的电路结构如图2所示。开关管可根据功放桥所要求的电压及所需提供的电流的大小选定。图中将作为变换器负载的功放桥和电动机等效成一个电流源，用io表示；滤波电感lo和滤波电容co的值，对驱动系统的工作有一定的影响，所以对其参数的选择较为重要。

文献1针对以步进电动机为负载的buck变换器，给出l。和co的计算公式，并认为lo的求取应使电路工作在连续导电模式下，即lo的值应大于所求取的临界电感。但是步进电动机的总电流和占空比随着负载和运行频率变化，算出的临界电感便有不同值，且在某一占空比时(对应某一运行频率)有一****电感量。取该电感量时，滤波环节的惯性偏大，产生二方面的影响，一是影响动态运行性能，使稳态输出和响应速度都有所下降；二是对振荡的影响，电机振荡需要吸收能量时，若电感量较大有足够的储能随时可以提供，有时也会导致振荡加剧，而且在工程上形成该电感比较困难，一般采用****电感量的线性电感，或利用铁氧体的饱和特性近似形成该电感，这与步进电动机要求高频时惯性环节减小相矛盾，结果导致实际系统的动态性能较差。

    基于以上的考虑，应选择lo使buck电路工作在不连续导电模式，此时所求的电感量可用下式计算：

式中v_s——主电路的直流供电电压

    d_min——保持电机定位电流的占空比

    i_omax——电机定位时的****总电流

    i_lmax——电感中****峰值电流，近似等于开关管m1所允许的****电流

    τ₁——pwm斩波脉冲周期

式(1)实际上是按电动机定位状态的要求确定电感量，按这种方法确定电感量基本上是最小值，提高了系统的动态响应，同时滤波器的结构尺寸也较小。在这种工作模式下，buck电路输出电压的表达式为：

式中 io——电动机的总电流

    d——pwm脉冲序列占空比，是输入

    cp脉冲频率的函数

上式表明，在不连续导通模式时，输出电压是占空比d和负载(电机)电流io的函数。当电机运行频率一定时，占空比d不变，此时buck电路的输出电压v_dc随电机总电流io增大而下降。这种输出电压的软特性对增大输出转矩不利，但在一定程度上对振荡起阻尼作用。

由于步进电动机是感性负载，其电感量一般远远大于滤波电感lo，如果不加滤波电容co，buck输出电压将会产生较大波动，使电动机的单步运行特性和低速运行特性变差。但是滤波电容过大会影响电动机的快速性。因此需根据对电动机运行性能的要求确定合适的电容量。通常可用如下的公式计算：

式中△v_dc——所限定的电容电压纹波值

式(3)表明，c_o的值与占空比d的值有关，通常c₀的值按****值，即d=0．5时的值来选取。

4升频升压控制电路的设计

升频升压是指加在功放桥上的电压随输入cp脉冲频率变化的规律，不同的控制规律，功放桥上的电压便按不同的规律变化，直接影响电动机的运行性能。升频升压控制电路由频压转换器和pwm脉宽调制电路组成，脉宽调制电路的输出pwm脉宽与步进讯号cp呈一定函数关系，其电路结构如图3所示。

    f／v转换器由2917j及其外围电路组成，它将步进脉冲讯号cp转换成与其成比例的电压，作为脉宽调制电路的调制讯号。2917j外围电路的参数，要影响它自身的动态响应特性，从而对电动机的动态性能产生影响，影响f／v变换速度的主要元件是滤波电容c2，c2的值偏大时，f／v电路输出电压的纹波较小，但f／v变换的响应时间较长，即由于c2的积分效应使得输出电压产生滞后相移，经脉宽调制电路和buck变换器解调还原后，作为电动机功放桥的驱动电压就存在滞后相移，因而影响电动机的快速性，若c2的值过小，则f／v电路输出电压的纹波较大，功放桥上的电压随cp脉冲波动较大，电动机的单步响应特性和振荡特性变差，同时增加m1管的漏源冲击电流。在实践中，c2可根据对电动机运行特性的要求选择，一般值在0．001～0．1μf之间。c1、c2、vrl决定f／v转换的斜率(dd／df)，这里假设脉宽调制器是线性的，c1、c2、vrl的取值方法见参考献4。

    脉宽调制电路的方案很多，这里采用通用芯片tl494。tl494是线性脉宽调制器，即它内部产生的锯齿波的斜率是线性的，因此输出的pwm讯号的占空比d随步进脉冲cp线性变化。为提高驱动系统的快速性，可选择c2和vrl的值，使脉宽调制器在远小于电动机空载起动频率时便处于全导通状态。可见，c2和vrl的值要随不同的电动机进行调节，使系统运行在最适合的状态。

5恒流斩波电路的设计

各相绕组电路同频、同相的pwm恒流斩波电路的原理图如图4所示。ic7及其外围电路产生约12khz的方波讯号，作为各相同步pwm调制的控制讯号v；该讯号作为单稳振荡器ic6的触发讯号，其输出为2路窄脉冲，分别触发ic5的r端和s端，形成pwm脉冲讯号。r11为相电流检测电阻，电容c5、c6组成滤波电路。当检测到的相电流讯号小于由vr3设定的比较电平时，比较器ic3输出高电平，这时由ic6的7脚输出的pwm关断讯号v6经ic4另一脚输入到r—s触发器的r端，使触发器置零，关断下桥，而后ic6的9脚输出pwm的导通讯号v5使r-s触发器置“1”，下桥开关管导通；当检测到的相电流讯号大于由vr3设定的比较电平时，比较器ic3输出低电平，在ic6的关断讯号v6到来之前关断下桥斩波管，直到下一个斩波周期由ic6发出导通讯号v5使下桥开关管导通。上述工作的波形见图5，图中v4为pwm波形，i_ph为该相绕组电流。

    对于上桥mosfet的驱动，这里采用恒流控制法，使所有上桥开关管的前级驱动共用一个直流电源，且不用隔离驱动，省去了隔离电路，使电路简化，可靠性提高。图5中t1工作在恒流状态，即ie为一恒定值，它的值应使t2工作在深饱和状态，由此可知rs的值应为：

式中  v_oh——icl的输出高电平电压

    v_bc——t1、t2管的be结电压

    β_t2——t2管的饱和电流放大倍数

    vdcmax——全导通时桥臂上****电压

    当上桥环分控制讯号有效为“o”时，icl一a输出高电平，t1工作在恒流源状态，t2饱和导通，d1导通，m2导通。上桥环分讯号为“1”时，icl一a输出低电平，t1、t2均关断，t3通过r7提供给栅源一低阻通路，将栅极电荷迅速释放掉，减小m2的关断时间。t3的电流放大倍数βts应尽量选大一点，r7

的值由下式估算：

式中  v_th——mosfet的阀值电压

    ic₃——mosfet栅极电荷释放电流

    要考虑到t3管，icb不要超过其****值。d2为保护栅极稳压管。

    r₁₁为相电流采样电阻。滤波电路参数的选择，与所选取开关管的型号及电机的额定工作电流有关。由于步进电机绕组是感性负载，在下桥开关管关断时绕组电流要通过上桥臂开关管的寄生二极管续流，在下桥开关管再次导通时，由于寄生二极管的反向恢复时间较长，反向恢复电流的尖峰较大，下桥开通时的峰值电流为电机电流与寄生二极管反向恢复电流之和。增加r8，降低mc)sfet栅极脉冲上升率，可以控制电流变化率，减小寄生二极管的反向电流峰值，但增加了导通损耗，因此，一般选择r8使峰值电流保持在安全极限内即可。r8的值选定后，根据反向电流的恢复时间，用下式估算滤波电路的参数：

式中  t_r——寄生二极管反向恢复时间

    i_ph.max——开通峰值电流

    i_ph.o——额定相电流

    时问常数不宜选得太大，因为该电路采用的是逐个脉冲比较型pwm控制方法，滤波时间常数太大，在一个斩波周期内导通时间增加，会引起电流的平均值上漂。c5、r10根据布线时的引线电感来取舍。

6实验研究

    实验的系统是哈杭电伺服技术研究所生产的hh-30810型驱动器及130byg3100i)型步进电动机。该驱动器采用新的升频升压型恒相流驱动方式，输入电压为80v／50hz交流。电动机的基本技术数据为：相数，m=3，静态相电流i=5a，保持转矩tk>24nm，步距角θb=o．3^o／o．6^o．相绕组电阻r=0．9ω,相绕组电感l=4mh。

 (1)起动频率实验。改变定位占空比(d_min)和升频升压斜率(dd／df)，测定电动机的空载起动频率，可作为反映系统快速性的具体指标，调整d_min和d．d／df有两种极限情况，****的极限就是全电压恒相流系统，起动频率****；最小的极限则对应于单纯的升频升压系统，起动频率****，新的升频升压恒相流系统介于二者之间，起动频率的值也介于两者之问，实测数据见下表。可以看出，在其他电路参数确定的情况下，空载起动频率主要与定位占空比有关。定位占空比一定时，2917j的滤波电容的值(c₂)对起动频率也有一些影响，c₂的值减小时，起动频率略有提高。

(2)振动特性实验。图6表示实测振动特性的例子，图中虚线所表示的是恒相流系统时测得的振动特性，表现出明显的低频共振区，大约在70hz和140hz附近。定位占空比(d_min)减小时，低频振荡区角速度振动的振幅明显下降。升频升压斜率减小一些，可以减弱或消除800hz附近的振荡。

7结论

本文提出的升频升压式恒相流步进电动机驱动系统，是在升频升压型和恒相流型两种驱动系统的基础上发展起来的。新的驱动系统具有柔性可调的特点，适合于不同的应用场合。一般，可将系统调整到既有较高的起动频率和快速性，又能运行在平稳的****状态，成为国内1986年开始研制生产混合式步进电动机驱动器以来的升级换代产品。