马瑞卿，李颖，刘冠志(西北工业大学．陕西西安710129)
摘要：针对具有霍尔位置传感器的无刷直流电机，以dsPIC30F2010为核心控制单元，给出了一种正弦波驱动无刷直流电动机的新方法。根据三相Hall位置信号所包含的位置和速度信息，获得正弦调制波的周期和幅值，并利用不对称规则采样法生成六路SPWM信号。仿真和实验结果显示该方法能够在低成本的前提下，实现正弦波驱动无刷直流电动机平稳运行.
关键词：dsPIC30F2010；无刷直流电动机；Hall位置传感器；正弦脉宽调制
中图分类号：TM33 文献标识码：A 文章编号：1004—7018-2010-08—0011—04
0引言
无刷直流电动机以其良好的性能和长久的使用寿命在军事、工业场合得到广泛应用。方波驱动无刷直流电动机电路简单，可选用廉价的转子位置传感器，因而驱动成本较低。而正弦波驱动元刷直流电动机在保证机械特性和转矩特性不变的前提下，具有更低的转矩纹波、更小的音频噪声、更优良的控制性能。
现有的正弦波驱动方法需要高分辨率的转子位置传感器(如光电编码器)，使得系统设计复杂、成本较高。本文针对具有三相Hall位置传感器的无刷直流电动机，以dsPIC30F2010为核心控制单元，设计了一种正弦脉宽调制波(SeWM)驱动无刷直流电动机的控制系统。该系统利用三相霍尔位置信号，通过合理的软件算法，计算出正弦调制波的周期和幅值，并采用不对称规则采样法的数学模型生成六路SPgWl信号，通过CPLD进行故障综合后控制三相全桥逆变器工作，实现无刷直流电动机的正弦波驱动。
用Hall转子位置传感器取代r传统正弦波驱动中使用的高分辨率转子位置传感器，这种方法在保证正弦波驱动优良特性的前提下，有效降低了正弦波驱动的成本，将为正弦波驱动的应用拓展更大的空间。
1系统硬件设计
以3对极三相星形六状态工作的无刷直流电动机为控制对象，原理框图如图1所示。
1 1控制单元设计
本系统以微芯(Microchip)公司生产的dsPlC30F2010为核心控制单元。dsPIC30F2010具有6个速率为1 Ms／s的A／D转换器、1 kb的非易失性EEPROM数据存储器、4个输入捕获通道以及6路独立输出的电机控制专用PWM通道…，是一款无刷直流电动机控制的专用数字信号处理芯片。
dsPIC30F2010外围电路如图2所示，电位计R105用于选择给定转速，通过隔离电路反馈到输入捕获通道的三相霍尔位置信号可实时计算正弦调制波的周期和反馈转速。给定转速和反馈转速的差值经过PID】调节后对正弦波周期和幅值进行控制。
1．2电机起动
在无刷直流电动机起动时，霍尔位置信号频率很低，容易引起周期计数器的溢出而使得周期计算失准，影响反馈速度的测量。因此，在电机起动之初，系统用以SGl525为核心的PwM生成单元，生成两路互补的PwM信号，通过cPLD与三相HaIl位置信号进行逻辑综合后，控制三相全桥逆变器的六只功率管的导通和关断，实现无刷直流电动机方波起动。当反馈转速测量值Nmea达到100r／min时，切换到正弦波驱动。
1．3逻辑单元设计
系统上电后，默认Inf信号为低电平，电机按照方波模式起动，以EPM7064为核心的逻辑单元综合由PwM生成单元发出的两路互补的PwM信号，相HaLL位置信号，正反转信号、故障信号，发出六路PwM信号，无刷直流电动机进行开环方波起动。同时，控制单兀实时计算正弦调制波的周期和幅值，并通过不对称规则采样法生成六路SPWM信号，但由于CPLD此时将止弦波驱动通道封锁而未执行正弦波驱动。
当控制单元计算的反馈转速nmea达到一定值后(此值在单片机程序中已经预置为约100 r／min，并且可调)，dsPIC30F2010信号置高，通知EPM7064封锁两路PwM输入，打开六路sPwM输入通道，并通过综合sPWlVI信号、Hall位置信号和故障信号，使系统切换到转速闭环的sPWM驱动模式。从方波起动到正弦波驱动的过程约几十毫秒。
1．4驱动单元设计
驱动单元由IR2130和少量的外围电路构成，用于将逻辑单元的输出信号进行放大，以控制三相逆变器的六只功率管按相应的规律导通和关断。另外IR2130可通过采样电阻R2(0．22Ω／2 W)实时采样逆变器直流母线的电流，并经过内部比较器与内置的 0．5 v基准电压进行比较：如果采样电流经放大后的电压信号大于基准电压，则IR2130的8脚变低，输出过流保护信号，发送给逻辑单元对系统进行故障综合与保护。
2系统软件设计
控制单元软件设计如图3所示。
2．1正弦调制波周期、幅值的计算
用c编写的dsPIC30F2010程序，将Hall B对应的捕获n PB设置为双沿捕捉模式，将相邻跳变沿时间间隔存放于变量TM中，其值对应正弦调制波周期的半值，并在每个TM开始时将定时器清零，以免计数器发生溢出{3}。如果对dsPIC30f2010的，系统时钟(20 MHz)进行64分频，则每个计数值代表3.2μs。所以有：
Tm=N×3.2 (1)
式中：Ⅳ为捕获汁数器所计的脉冲数。
由此可对正弦调制波周期半值TM进行实时计算，由于系统采用的无刷直流电动机是3对极，因此1每个TM代表1/6机械周期。则
当nmeanref时，电机需要减速，相应减小SPwM的占空比，增大sPwM的周期.由于正弦调制波的幅值变量决定了输出sPwM信号占空比的大小，凶而给定转速nref与反馈转速nmea的差值．经过10 ms执行一次的PID调节后输出的合成控制量，可以作为正弦波幅值的给定控制量用于补偿转速误差{1-3}
转子区间计算提供电机当前转向，用于确定转速计算值的正负。每60°。电角度划分为一个转子区问，与相应的三相霍尔信号逻辑组合对应，在程序中分别用 o～5进行转子区间标识，并用当前区间与上一区间进行比较的方式确定当前转向，如表1所示、
2．2六路SPWM信号的生成
在获得正弦调制波周期和幅值后，设载波比N=36(为保证三相sPwM波对称，N****选3的倍数)，根据不对称规则法的采样原理有{4}：
式中：M为正弦波与三角波的幅值之比；N为正弦波与三角波的周期之比；；TAK,TK,TCK为SPWM开关时刻,TC为三角载波周期(s).
实时计算得到的TM值和10 ms执行一次的PID运算结果将分别用于计算和更新式(3)中的TC和M。将式（3）计算得到的三相sPwM信号每个正弦调制波正半周期内36个脉冲的开关时刻制表存于EEPROM中，以备查用。
比较定时器以实时计算的TC/2值为周期，并设置为双更新连续增减计数模式，使得在定时器下溢和周期匹配时都产生中断，在中断服务子程序将Tak,tbk,tck,分别写入三个占空比寄存器，Pwm输出设置为低有效(IR2130驱动输入为低有效)当计数器中的数与三个占空比寄存器中任一个数匹配时，对应相输出低电平．当B相开关时刻表中最后一个开关时刻被写入占空比寄存器时(即K=N-1)，封锁当前输出通道sPwMBH(sPwMBl)，切换到SPWMBL(sPWMBH)输出，A,C相也相同，这样便得到上下管交替导通180。的六路sPwM信号。
3仿真和实验
3 1仿真结果及分析
根据上述sPWM驱动原理，在典型正弦波无刷直流电动机仿真模型的基础上，结合PwM生成模块、控制模块、三相全桥逆变器模块，构建_r基于simulihk的正弦波驱动BLDcM系统仿真模型，如图4所示。
以看出，在0．05 s处进行方波起动到正弦波驱动的切换。六只功率管由切换前方波起动的120。导通，平滑过渡到正弦波驱动时每相上下管的180。交替导通换相。在E下管换相时插入的2μs死区时问，可有效避免了上下管直通。由于系统不断通过Hall位置信号检测转子位置信息，因而切换瞬问线电压能够平滑过度，实现了工作模态的“软”切换。
3 2实验结果及分析
实验采用数字式线性直流稳压电源(MOTEcHLPS-305)，数字式示波器(Tektronix TDs2024)，无刷直流电动机实验电机为3对极、额定电压28 v、额定转速1000r／min，采用正弦波无刷直流电动机控制器进行实验。其方波起动到正弦波运行切换前后的换相逻辑和线电压结果如图6所示。
由图6的实验波形可以看出，实验证明了该方法实现了“软”切换，即能够在切换前方波起动的120。导通到切换后正弦波驱动的180。导通之间平滑过渡。由于在方波起动的过程中，单片机已经丌始监控Hall的跳变沿，且据此计算出tc和M并不断更新开关时刻表，只是由cPLD对sPwM输出进行封锁而未执行，只要TC足够小(速度够大)，单片机会发出inf信号(图2)通知cPLD打开sPwM输出通道，由于cPLD打开通道这一动作几乎不需要时间(nm级)，因而过渡平滑。另外，由于载波比Ⅳ取得较大，图6b中线电压波形在切换后正弦化程度较高，达到了正弦波驱动的目的。
4结语
本文给出了基于dsPIc30F201O单片机的sP—wM波驱动无刷直流电动机的控制策略以及软、硬件设计方法，仿真和实验结果表明所设计的正弦波驱动无刷直流电动机控制系统能够实现方波驱动120。导通和正弦波驱动180。驱动之间的平滑切换，并且正弦波驱动时线电压波形正弦化程度较高，具有优良的控制性能。由于控制系统避免了高分辨率转子位置传感器的使用，达到了降低正弦波驱动成本的目的。
与方波驱动器相比，本系统具有更低的转矩纹波、更小的音频噪声和更优良的控制性能，为进一步拓展正弦波驱动的应用范围开拓了更广阔的空间。
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