由式(2)可以看出，要保持转矩’匣定，在转速一定时，eAiA,eBiB.ecic之和必须恒定.假定电动机气隙磁场分布为理想的梯形波，反电势与磁感应强度分布一致，则要保持转矩恒定，必须使电枢电流为理想方波且与反电势同相位。目前主要是通过控制电枢电流来控制转矩，根据式(1)可以得到无刷直流电动机控制电压：
式中：△υs为前馈电压补偿项，△υs=Ken+△u；Kp和Ti分别为电流环的比例调节系数和积分时间常数；△u为功率管饱和管压降；n是电动机转速；Ke，为反电动势常数。
系统的控制框图如图1所示，系统数据的计算处理、控制算法以及调制换相都是在FPGA内部用数字硬件实现，外部只需简单的硬件电路，从而使整个控制系统实现起来很简单，具有很高的性价比。
2数字硬件方案设计
基于FPGA的数字伺服控制器硬件结构主要由Altera cvclone III EP3c55 cIDE开发平台、信号检澳调理电路及驱动电路等组成。其核心控制单元cIDE开发平台结构包括：cvclone III EP3 c55 FPGA芯片、sDRAM、FLAsH、uART接口、usB Blaster下载接口、时钟、配置电路及电源等：EP3c35芯片中集成了32位Nios II软核处理器，软核内集成了cPuTlMER定时器、片上RAM、JTAG调试口以及I／O等组件.
FPGA内部系统硬件框图如图2所示，Nios II软核首先完成滤波模块、校正模块、Pl调节器等控制参数的初始化，FPcA通过I／O口把电流和霍尔传感器信号采集进来，经过滤波校正处理后输入到Ni。s II软核，然后通过定时器周期把速度给定和反馈，以及电流反馈给PI控制模块，通过速度环和电流环调节后再加上前馈补偿部分经转换系数得到占空比信号，占空比再经PwM牛成模块转换化为PwM信号，PwM信号经过霍尔换相和ON—PwM凋试后加上死区保护输入到驱动电路。
该系统参数修改灵活，系统的控制运算都是由数字硬件完成，与软件方式不同的是，软件方式各个模块是顺序执行，而硬件模块运行时序是由硬件同步时钟控制，即各个模块并行执行，因此运行速度快于软件方式。
2 1数字硬件PI模块
PID控制算法是一种简单有效的控制算法，因其鲁棒性好、可靠性高，而得到了广泛的应用。本系统的电流和速度都是按PI控制策略进行调节的，式(4)为离散化的PI调节器迭代公式：
式中：ek为误差输入；Kp，为比例增益；Ki．为积分增益。Kp、Ki。的范围由实际电动机的参数决定，其具体数值需经实验来确定。
利用FPGA内部丰富的运算模块和时序逻辑处理模块很方便实现数宁硬件PI调节器，整个Pl算法在100ns内即可完成，其硬件结构如图3所示，为了防止溢出，调节器设置了输出饱和限制，另外对积分器采用单独的时钟，以便对积分器灵活控制。
不管是电流调节器还是速度调节器，如果参考指令值比较大，那么积分器就有可能建立起一个很大的误差值，并且由于积分器的惯性作用这个误差会一直保持较长的时间．从而会导致过大的超调。
因此在设计本系统H调节器时，应当在积分器的输出超过限定值时立即关闭积分作用(称之为Antiwindup){7-10}，当PI调节器输出饱和限制器达到饱和值时，输出饱和信号，DFF Anti—w-r-dup模块检测到饱和信号后，将停止积分作用而保持上一次的值，直到饱和信号消除后积分器才继续积分，这样该模块就可以减少过度超调的影响，从而使系统快速进入稳态。
2 2一阶数字Rc滤波器
电流采样和速度采样都采用了一阶数字Rc滤波，设输入xk=x(kt)，输出yk=y(kt)，y为采样间隔，k为整数。当t足够小时，可得离散化的一阶数字Rc滤波器方程{11}：
由上可见，已知滤波器的截止频率很容易计算出a、6值，利用FPga内部的集成D触发器和乘法器和加法器很容易实现数字滤波器设计，其结构如图4所示。
2．3防脉冲干扰滤波器
在电动机控制应用中，经常会遇到尖脉冲干扰。信号在FPGA器件内部通过连线和逻辑单元时，都有一定的延时。延时的大小与连线的长短和逻辑单元的数目有关，同时还受器件的制造工艺、工作电压、温度等条件的影响。信号的高低电平转换也需要一定的过渡时间。由于存在这两方面因素，多路信号的电平值发生变化时，在信号变化的瞬间，组合逻辑的输出有先后顺序．并不是同时变化，往往会出现一些不正确的尖峰干扰信号。这些干扰往往只影响个别采样点数据，受干扰的数据与其他采样数据相比有明显差异，而且是随机发生的。如果采用算术平均值滤波法或是滑动平均值滤波法，则幅值较大的干扰将会被平均到计算结果中，因此平均值滤波法无法消除随机脉冲干扰，同样采用普通数字滤波器也只是减弱脉冲干扰的影响，而无法消除。
本系统设计—种基于“冒泡排序法”的防脉冲干扰滤波器，其硬件结构如图5所示。
为加快数据的处理和控制的速度，滑动连续采集4个数，采用冒泡法排序，去掉****值和最小值，中间两个值求平均。该滤波器不但能消除随机脉冲干扰，而且对周期性的干扰也得到平滑作用，鉴于FPGA的强大时序逻辑处理能力，该模块实现起来也很容易，运行速度快，整个滤波算法在一个时钟周期内完成。图6为采用防脉冲干扰滤波器的前后的相电流波形，从中可以看出该滤波器对随机脉冲干扰起到良好的滤波效果。
2．4霍尔测速模块
本系统采用霍尔状态测速，为了提高霍尔测速
精度，本文通过F式对三相霍尔信号三倍频，同时采用两个计数器对霍尔的高低脉冲分别计数，对于两对极的电动机，电动机转一圈可计算出12次速度，如图7所示，利用倍频后的霍尔信号使能计数器对10 MHz的高频信号计数，然后对前后两次的计数值求差，在经过一个除法器即可算出速度值。该算法能分辨的****转速与计数器的位数有关，计数器为32位时，可分辨的****转速为O.01 r／min，本文使用的电动机额定转速是12 000∥min，因此往高速时不存在精度问题。
2.5 0N—PwM调制模块
无刷直流电动机由于调制方式的不同，其转矩脉动电有很大不同{6}。本系统采用ON—PwM调试方式，即在每个管子导通的120。，内前60。后面60。进行PwM调试，图8为采用FPGA内部嵌入式逻辑分析仪signal Tap Analyzer实测的ON—PwM调试波形。
3实验结果
图9给出了基于FPcA的速度伺服系统的实验平台。本系统使用的无刷直流电动机额定电压27V，额定转速为12 000 r/min，额定转矩O.65 N·m，极对数为2，相电阻为0 4Ω，相电感12.521 15×10-5 H，图10为转速2 000 r／min阶跃的响应曲线，图11为速度阶跃时用示波器实测的电流波形，可以看出速度动态响应在100ms以内，****超调量小于3％。图12为速度为2000r/mln时的稳态误差曲线，由图12可见速度误差控制在0.5％以内。图13为转速为5ooor/min协时的稳态误差曲线，由图13可见速度稳态误差在0 15％以内。
4结 语
通过理论研究和分析，建立r基于FPcA的单芯片全数字无刷直流电动机伺服控制器。采用数字硬件完成了整个速度伺服系统的控制算法和数据采样计算，并以软核NiosII辅助完成数据参数调整，系统不但具有硬件结构简单。可靠性高等优点，还兼顾软件灵活性的特点。整个系统运行时钟频率可达到100MHz以上，控制周期达缩短到40 us{2}，速度稳态误差控制在0．15％以内，实验表明，基于FPGA的无刷直流电动机速度伺服系统的响应速度快，稳态误差小，具有良好的动态和静态性能。也为单芯片控制多台电动机奠定了基础。
