摘要：针对稀土永磁无刷直流电机(BLDcM)．借助电机本体所同确的三相Hall转子位置传感器，通过空间矢量脉宽调制(svPwM)控制技术，实现了BLDcM的正弦波电流驱动，实验结果表明，与力波电流驱动相比，采用正弦波驱动可有效减小BIll)cM的运行噪声，降低转矩脉动，实现低成本家用电器等领域的静音运行。

    关键词：稀土水磁；无刷直流电机；空间矢量脉宽调制；正弦波驱动

0  引  言

在一些要求低噪声的宽调速驱动系统巾，采用方波电流驱动的稀土永磁(REPM)无刷直流电机(BLD—cM)，其低速转矩脉动产牛的噪声仍无法忍受，如家用电器中的吸油烟机、静音空调机、卧室小冰箱等目前，方波驱动的BLDcM调速范同多数只能做到10：1，虽然采用自身Hall转子位置传感器进行转速闭环能做到转速精度达1％，但转矩脉动导致的小范围转速振荡依然会产生音频噪声，尤其在低速运行时，导致现场操作者或使用者感觉极不舒服。

    为了解决这一问题，人们采用了斜槽、无槽、甚至空心杯结构等办法，试罔通过电机本体的改造来降低转矩脉动和噪声，但却又加大了电机的制造成本。也有人干脆采用永磁同步电机(PMsM)的矢量控制技术来解决，但由于需要增加一个价格不菲的高精度角度位置传感器，又造成系统成本进一步加大，从而失去低端产品市场的竞争优势。

    众所周知，稀土永磁无刷直流电动机结构简单，成本低廉。随着单片机等高性能微处理器成本的不断降低，借助BLDcM电机本体自身所同有的霍尔(Hall)转子位置传感器，采用电压空间矢量(sVP—wM)技术实现其正弦波驱动，则可在不增加硬件成本的条件下，达到BLDcM的低噪声驱动和宽范围调速的目的，同时也大大提高了这种机电一体化驱动系统的市场竞争力。

    本文针对具有正弦波反电势或平顶宽度小于一定数值的梯形波反电势的BLDcM，采用正弦波电流驱动，并使用高性能、低成本clsPIc30F3011单片机进行了实验验证．结果表明：正弦波电流驱动的BLDcM，其机械特性硬度不变，预防波电流驱动相比，机械特性向下平移；但由于转矩脉动减小，有效地降低，电机的音频噪声，在不增加产品硬件成本的前提下，增加了产品的舒适性。

1  实现机理

转子不带鼠笼条的永磁同步电机一般不具备自起动能力，在作为电动机运行时，通常有两种控制方法。

    (1)他控式

这是一种开环标量控制系统，其优点是系统实现简单；多用于系统动态响应性能要求不高或稳速运行的系统中；常常要求一台变频器可带动多台电机严格按照某一固定频率恒速运行，如纺织行业。

    其缺点是调速范图有限，控制不当可能导致失步，系统稳定性较差。

    (2)自控式

这是一种闭环矢量控制系统，有人也将其称为无刷交流电机(BLAcM)。其优点是转速、力矩的控制精度高，鲁棒性强，不会出现失步；而且系统调速范围宽，动态响应性能高，适用范围广，多用于高件能伺服系统巾；其缺点是系统包含有高分辨率转子角度位置传感器(如光电编码器、旋转变压器等)导致系统复杂；系统通过实时计算施加电压矢量，其运算量大，硬件要求高；要实现高精度或宽范围渊速，系统的控制算法及软件实现难度较高。

    但是，对于三相PMSM来说，这两种控制力式的共同特点都是正弦波驱动，都是以电机气隙磁场的圆形化为控制目标，也都是采用三相桥式逆变器作为主功率电路，这一点正好与三相BLDcM功率驱动电路相同。为此，在不改变功率逆变器及其信号驱动电路的前提下，可以通过改动系统软件直接实现B1．DCM的正弦波驱动。为了克服负载变化可能引起的BLDcM失步，采用其自身固有的HaⅡ转子位置传感器来进行闭环，通过实时检测转了位置信息，计算或查表所加的正弦波电压，即可实现无刷直流电机的自控式正弦波平滑驱动。

    2转子位置

估计一般，为了保汪PMSM定了电压空间矢量与转子保持恒定的夹角且同步旋转，必须实时估算转子的位置。

    假定三相桥式逆变器的6个基本电压空间矢量(U1～U6和2个零点压矢量Ua和U7在两相静α-β坐标系下的分布如图l所示。

    通常根据BLDcM的三相转子Hall位置传感器可产生6个准确的位置信号，且其频率反映了转子的旋转频率。假定正常状态下，A相Hall传感器的安装位置使得A相Hall信号上跳沿滞后A相绕组反电势过零点：30电角度，则正弦波相电压、参考电压空间矢量在罔1中所处扇区及其相位角目与三个Hall传感器信号之间的对应关系如图2所示。图2中的θ代表“一口坐标系下参考电压空间欠量与α轴(即A相轴)的夹角电机起动时，先读取Hall信号位置，进而确定参考电压空间矢量所处的扇区，然后以该扇区起始相角作为初始相角，控制参考电压空间矢量以某一固定速度旋转。电机在起动并旋转一个电周期后，即可检测出一相Hall信号频率，并根据该Hall信号频率与调制频率的关系，可计算出一个调制周期内转子所转过的角度，以此作为每调制周期内参考电压矢量的步进角，进而使电机进入自同步运行。

 

    在自同步运行的过程中，总是依据上一电周期所测得的转子速度作为当前电周期内定子参考电压空间欠量的旋转速度，由于测量误差或转速的波动，在当前Hall位置信号来临时，电压空间矢景的实际相位有可能超前或滞后于基准位置，如电压空间欠量已经转过60。但实际转子刚转至60。，此时，应将电压窄间矢量的相位角校正为基准位置的相位角，由于始终有6个准确Hau位置信号的校正作用，因而可将误差累积限定在60。的电角度内，保证了电机的自同步运行。

    为了使电机始终能获得****的电磁转矩，必须保持电机定、转子磁动势的夹角为90。电角度，而定子磁动势与定子电流空间矢量同相位，假定定了电压空间矢量超前定子电流矢量θ电角度，则图2的各相位角应补偿θ+θa。

3结果及分析

试验样机为一台带三相Hall转子位置传感器的空心杯形外转子 BLDcM，其反电势波形为正弦波。

    电机参数为：额定功率Pn=120 w，额定电压uN=24 V，额定转速nk=4000 r／min,极对数p=4，相电感L=O．0l mH，相电阻月=O.15 n.分别用方波驱动和sVPwM正弦驱动方式在转矩测试台上进行机械特性测试和负载运行实验.两种驱动方式下电机的机械特性曲线如图3所示。

 

    图3可见，正弦波驱动方式下的机械特性曲线几乎相当于方波驱动方式下机械特性曲线的向下平移，两种驱动方式的机械特性硬度不变，具体表现为同一负载力矩下正弦波驱动比方波驱动时电机的转速低；或者说在同一转速下，正弦波驱动比方波驱动电机的输出转矩小。

    如果进行负载实验，让两种驱动方式下电机均工作在750 r／min的低速，在电机轴均加0 27 NIn的负载转矩，则通过泰克示波器实测到的A相电流波形分别如图4和图5所示。其中，上面一条曲线均为A相Hall位置传感器的输出脉冲波形，下面一条曲线均为A相电流波形，且电流值单位为l A／v。

 

    图4和图5表明，采用三相Ha ll转子位置传感器信号可以实现BLDcM的正弦波电流驱动，其相电流具有良好的正弦性。根据示波器显示的方波驱动和正弦驱动相电流有效值分别为4.27 A和4.02 A可以看出，在电机轴输冉功率相同的情况下，方波驱动时一部分相电流(谐波部分)没有用来做功，而是被白白浪费掉，因此说明同样的输出转矩，方波驱动效率要略低于正弦波驱动。

    图6和图7为三相逆变器直流母线电流波形，在正弦驱动方式下直流母线电流峰峰值为0.34 A，而方波驱动方式下直流母线电流的峰峰值为0.48 A。

    可以看出，在方波驱动方式下进行PwM斩波时，由于采用120。三相六状态两管导通方式，电机合成磁链为六步运行轨迹，绕组中电感上的能量通过两相绕组续流，续流能量与直流母线电容交换得比较剧烈，电流连续性不好，从而造成部分能量损失，使得效率降低。而在正弦驱动方式采用三管互补导通方式，续流仅发生在很短的“死区”时间内，电流连续性好，谐波含量低，驱动效率高，转矩脉动也小，电机音频噪声就低。